橋式射頻電源中三次諧波諧振電路的應(yīng)用

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1、橋式射頻電源中三次諧波諧振電路的應(yīng)用 橋式射頻電源中三次諧波諧振電路的應(yīng)用 2016/11/04 《電源學(xué)報(bào)》2016年第5期 摘要： 在橋式射頻電源中接入三次諧波諧振電路，用于改善MOSFET的快速開(kāi)關(guān)狀態(tài)。通過(guò)在橋式逆變器的交流端連接三次諧波諧振電路，將三次類正弦波電流疊加于正弦負(fù)載電流上，從而實(shí)現(xiàn)對(duì)MOSFET輸出電容的快速充電或放電，使MOSFET適用于更高的工作頻率。對(duì)2MHz/2kW射頻電源進(jìn)行仿真，分析結(jié)果表明：接入三次

2、諧波諧振電路不僅減少了MOSFET的換向時(shí)間，而且降低了MOSFET的開(kāi)關(guān)損耗；同時(shí)，分析了死區(qū)和三次諧波諧振電路品質(zhì)因數(shù)對(duì)電路的影響，驗(yàn)證了三次諧波諧振電路的可行性和有效性。 關(guān)鍵詞： 射頻電源；三次諧波諧振電路；系統(tǒng)仿真；MOSFET 引言1 近年，射頻電源隨著電力電子技術(shù)的發(fā)展而迅速發(fā)展起來(lái)，其應(yīng)用領(lǐng)域已拓展到半導(dǎo)體、工業(yè)鍍膜及醫(yī)療等各個(gè)方面[1-4]。射頻電源主要分為電子管射頻電源和固態(tài)射頻電源。相較于電子管射頻電源，固態(tài)射頻電源具有體積小、重量輕、利于整機(jī)小型化、工作電壓低、耐沖擊振動(dòng)和壽命長(zhǎng)等優(yōu)點(diǎn)，但其穩(wěn)定性和抗輻射性

3、差，且輸出功率低(不高于10kW)，一般應(yīng)用于低功率場(chǎng)合。另一方面，固態(tài)射頻電源容易實(shí)現(xiàn)對(duì)射頻電源的數(shù)字化控制[5]，提高負(fù)載匹配的效率。在固態(tài)射頻電源領(lǐng)域，本文提出了一種改善橋式射頻電源高頻特性的方法。其特點(diǎn)是，通過(guò)在橋式逆變器的交流終端連接一個(gè)三次諧波諧振電路，實(shí)現(xiàn)對(duì)MOSFET輸出電容的快速充電或放電。減少橋臂MOSFET及其體二極管關(guān)斷時(shí)的換向時(shí)間，使其最小換向時(shí)間短至MOSFET的上升或下降時(shí)間，同時(shí)提高逆變器的輸出功率因數(shù)。對(duì)2MHz/2kW射頻電源進(jìn)行仿真試驗(yàn)結(jié)果分析，驗(yàn)證了三次諧波諧振電路在橋式射頻電源中的可行性和有效性。 1全橋串聯(lián)諧振逆變器工作原理

4、 1.1工作模態(tài) 全橋串聯(lián)諧振逆變器的基本電路架構(gòu)如圖1所示，為了方便分析，將四個(gè)開(kāi)關(guān)管漏源極間的寄生電容、寄生二極管分別標(biāo)出，或者在四個(gè)橋臂上的開(kāi)關(guān)管漏源極間分別并聯(lián)一個(gè)無(wú)損電容器，其中C1=C2=C3=C4(當(dāng)沒(méi)有并聯(lián)無(wú)損吸收電容時(shí)，由于MOSFET器件內(nèi)部輸出電容Coss的存在，開(kāi)關(guān)管漏源極間電容并不為零)。在感性負(fù)載條件下，開(kāi)關(guān)頻率f0應(yīng)略高于串聯(lián)諧振頻率f，輸出電流io的相位滯后于輸出電壓Vo。其工作模態(tài)如圖2所示。模態(tài)(a)：電流換向之前，即開(kāi)通開(kāi)關(guān)管Q1和Q4之前，電流如圖2(f)反向流動(dòng)，通過(guò)內(nèi)部反并聯(lián)寄生二極管D1和D4續(xù)流。在t0時(shí)刻開(kāi)關(guān)管Q1和Q4開(kāi)

5、通，其漏源極間電壓為零，即達(dá)到ZVS開(kāi)通，諧振電容C上的電壓為左負(fù)右正。當(dāng)開(kāi)關(guān)管Q1和Q4處于導(dǎo)通態(tài)時(shí)，負(fù)載電流從左向右流，此時(shí)開(kāi)關(guān)管的輸出電容C1和C4上的電壓為零，而C2和C3的電壓為直流母線電壓Vdc。之后，諧振電容C經(jīng)歷了一個(gè)先放電再充電的過(guò)程。模態(tài)(b)：在t1時(shí)刻，開(kāi)關(guān)管Q1和Q4截止，串聯(lián)諧振回路中的電流開(kāi)始準(zhǔn)備換向。換向時(shí)，負(fù)載電流以io/2對(duì)已關(guān)斷開(kāi)關(guān)管Q1和Q4的輸出電容C1和C4充電，同時(shí)對(duì)將要開(kāi)通的開(kāi)關(guān)管Q2和Q3的輸出電容C2和C3放電。當(dāng)C1和C4的電壓充電至直流母線電壓Vdc，此時(shí)C2和C3上的電壓基本放電到零，在其完全放電后模態(tài)(b)結(jié)束。模態(tài)(c)：在t2時(shí)刻

6、，C1和C4的電壓上升到直流母線電壓Vdc，C2和C3上的電壓下降到零，內(nèi)部反并聯(lián)寄生二極管D2和D3開(kāi)始工作在續(xù)流狀態(tài)，電流依然從左向右流動(dòng)。在續(xù)流結(jié)束后串聯(lián)諧振回路電流開(kāi)始換向，開(kāi)關(guān)管Q2和Q3導(dǎo)通，其柵極驅(qū)動(dòng)信號(hào)在電流換向之前(電流過(guò)零點(diǎn)之前)已經(jīng)到達(dá)，即實(shí)現(xiàn)了ZVS開(kāi)通。電流過(guò)零點(diǎn)后，模態(tài)(c)結(jié)束。這說(shuō)明串聯(lián)諧振回路在電流換向的過(guò)程中需要對(duì)開(kāi)關(guān)管的輸出電容進(jìn)行放電處理。整個(gè)模態(tài)(c)都開(kāi)通開(kāi)關(guān)管Q2和Q3，如果在電流過(guò)零點(diǎn)(也就是模態(tài)(c)結(jié)束時(shí)刻)開(kāi)通開(kāi)關(guān)管Q2和Q3，那么此時(shí)開(kāi)關(guān)管的漏源極間電壓和流過(guò)開(kāi)關(guān)管的電流皆為零。當(dāng)開(kāi)關(guān)管Q2和Q3導(dǎo)通后，串聯(lián)諧振回路電流反向，諧振電容C開(kāi)

7、始放電，電壓下降。當(dāng)諧振電容C放電完成后，開(kāi)始反向充電，其兩端電壓反向增加。模態(tài)(d)、(e)、(f)的過(guò)程與模態(tài)(a)、(b)、(c)的基本過(guò)程類似，只是串聯(lián)諧振回路電流方向相反，在此不再贅述。 1.2死區(qū)時(shí)間 在全橋串聯(lián)諧振逆變器中，上下橋臂開(kāi)關(guān)管的控制信號(hào)，除反相之外，應(yīng)特別在二者換相的時(shí)候加上一段死區(qū)(DeadTime)，使得兩個(gè)開(kāi)關(guān)管有一段時(shí)間均不導(dǎo)通，以避免同橋臂上、下開(kāi)關(guān)管同時(shí)導(dǎo)通，元件因電流過(guò)大而損壞。而這段死區(qū)亦是開(kāi)關(guān)管進(jìn)行ZVS切換的轉(zhuǎn)換時(shí)間，在這段時(shí)間中利用電路寄生元件，如變壓器的漏感和功率開(kāi)關(guān)管的寄生電容形成諧振電路，使得開(kāi)關(guān)管在導(dǎo)通前處

8、于零電壓狀態(tài)，實(shí)現(xiàn)無(wú)損換流。因此，轉(zhuǎn)換時(shí)間必須依據(jù)ZVS切換條件的要求，事先計(jì)算來(lái)決定其長(zhǎng)度。全橋串聯(lián)諧振逆變器的串聯(lián)諧振回路輸出電流與開(kāi)關(guān)管漏源極間電壓波形如圖3所示，其中橫軸的標(biāo)號(hào)為開(kāi)關(guān)模態(tài)和開(kāi)關(guān)的時(shí)間。假定io在t0時(shí)改變方向，即模態(tài)(c)結(jié)束的時(shí)刻，圖中I1表示io的有效值，則io可表示為：itIosin21(1)在t=-toff時(shí)，關(guān)斷Q1和Q4，則C2和C3向C1和C4放電，當(dāng)C2和C3充至直流母線電壓Vdc，即t=-ton時(shí)，寄生二極管D2和D3開(kāi)始導(dǎo)通續(xù)流。由于在換向期間，圖2(b)，有一半的負(fù)載電流io/2流過(guò)Q4的輸出電容，此時(shí)Q4的漏源極間電壓vDS4可表示為：142co

9、scos21ICttdtiCvossoffttoossDSoff(2)其中Coss為功率開(kāi)關(guān)管的輸出電容。由式(2)可知，在t0時(shí)，vDS4有一個(gè)峰值，而這個(gè)峰值與與截止超前時(shí)間toff有關(guān)。為避免輸出電容放電電流直接流入開(kāi)關(guān)管，在t0之前，vDS4必須達(dá)到Vdc，即存在一個(gè)最小關(guān)斷時(shí)間Toff-min[6]：11min21cos1IVCTdcossoff(3)Q1和Q4在t=-Toff-min時(shí)關(guān)斷以及Q2和Q3在t0時(shí)導(dǎo)通，開(kāi)關(guān)管和續(xù)流二極管均處于ZVS狀態(tài)，而不會(huì)形成短路。在換流期間無(wú)二極管導(dǎo)通，即續(xù)流二極管無(wú)反向恢復(fù)電流。在實(shí)際應(yīng)用中，由于每個(gè)MOSFET的寄生輸出電容不相同，很難對(duì)每

10、個(gè)MOSFET的關(guān)斷時(shí)間toff進(jìn)行調(diào)整?？梢酝ㄟ^(guò)在各MOSFET漏源極間并聯(lián)一個(gè)無(wú)損吸收電容調(diào)整其關(guān)斷時(shí)間，但是這樣會(huì)由于緩沖電容的增加導(dǎo)致逆變電路串聯(lián)諧振回路的功率因數(shù)下降[7]。在設(shè)計(jì)中需要綜合考慮以上因素，根據(jù)所選器件的不同特性對(duì)緩沖電容進(jìn)行合適的設(shè)置[7]。 2三次諧波諧振電路 2.1三次諧波諧振電路工作原理 為改善電壓型串聯(lián)諧振逆變器的高頻特性，本固態(tài)射頻電源采用三次諧波諧振電路[8]。其特點(diǎn)是，通過(guò)在逆變器的交流終端連接一個(gè)三次諧波諧振電路，實(shí)現(xiàn)對(duì)開(kāi)關(guān)管輸出電容的快速放電或充電，減少開(kāi)關(guān)管及其寄生二極管關(guān)斷時(shí)的換向時(shí)間，提高逆變器的

11、輸出功率因數(shù)，使其最小換向時(shí)間短至開(kāi)關(guān)管的上升或下降時(shí)間。全橋三次諧波諧振逆變電路架構(gòu)如圖4所示，其中L3和C3組成三次諧波諧振電路，T為匹配變壓器，C、L和R組成串聯(lián)諧振負(fù)載電路。接入三次諧波諧振電路的目的是將三次諧波電流疊加在基波負(fù)載諧振電流上實(shí)現(xiàn)對(duì)輸出電容的快速充/放電，從而實(shí)現(xiàn)各開(kāi)關(guān)管工作于無(wú)浪涌電壓或尖峰電流的高速開(kāi)關(guān)模式。接入三次諧波諧振電路后電壓和電流波形如圖5所示。其中，v1和v3分別為逆變器輸出電壓vo的基波和三次諧波電壓分量。若將每個(gè)開(kāi)關(guān)管的上升和下降時(shí)間以及換向時(shí)間考慮進(jìn)去，vo則是一個(gè)類梯形波。由于開(kāi)關(guān)管的上升和下降時(shí)間以及換向時(shí)間對(duì)輸出電壓的基波和三次諧波分量影響很小

12、，因此可近似將v1和v3分別等于逆變器輸出為方波電壓時(shí)的基波和三次諧波分量，如圖5所示。通過(guò)上面的假設(shè)可以得到以下公式：tVvdcsin2221(4)tVvdc3sin32223(5)最快的dv/dt是在輸出電壓過(guò)零處使三次諧波諧振電流達(dá)到峰值，這需要在v3和i3之間產(chǎn)生90相移。在圖5定義的vo下，三次諧波諧振分量v3與v1同相位。忽略三次諧波諧振電路阻抗，則三次諧波諧振電流i3如下：tCLVidc3cos)313(3222333(6)其中，公式(6)中的三次諧波諧振電容阻抗可以忽略，因?yàn)橹髦C振電路具有足夠高的三次諧波諧振頻率阻抗。三次諧波諧振電流i3滯后90于三次諧波電壓v3，即i3在v3

13、過(guò)零電壓處達(dá)到峰值。如圖5所示，逆變器輸出電流io因疊加了三次諧波諧振電流i3而呈準(zhǔn)梯形波。在換向期間由于io大于負(fù)載諧振電流iL，從而可以實(shí)現(xiàn)對(duì)輸出電容快速充電和放電。三次諧波諧振電流i3增加了io在換向期間的電流值而并未增加其峰值，因?yàn)閕3的峰值出現(xiàn)在過(guò)零電壓處。因此，三次諧波諧振電流i3頻率應(yīng)調(diào)整在一個(gè)略低于三倍工作頻率處。這樣，三次諧波諧振電路才會(huì)形成三次諧波諧振電流滯后90相位于電壓的感性阻抗。 2.2三次諧波諧振電路設(shè)計(jì) 如圖4所示的全橋三次諧波諧振逆變器，該逆變器的輸出電流io是負(fù)載諧振電流iL和三次諧波諧振電流i3的總和，如下式：it3cos2)

14、sin(2tII31o（7)此處，I1和I3分別是負(fù)載諧振電流iL和三次諧波諧振電流i3的有效值，是v1和iL之間的相位差，所以cos即為逆變器的輸出功率因數(shù)。逆變器的輸出電流io需要在換向期間內(nèi)完成對(duì)上下橋臂的輸出電容Coss和吸收電容CS的充電或放電，該過(guò)程可由下式表示：QCdtiVCossCodcS22)(22(8)QC為存儲(chǔ)于Coss和CS中的電荷。據(jù)此，三次諧波諧振電流I3的幅值由下式?jīng)Q定：23sin2cos2cos223113IIQIC(9)為了在負(fù)載諧振電流iL為零的瞬間完成換向，換向時(shí)間必須設(shè)定為2，于是I3可重寫(xiě)為：23sincos223113IIQIC(10)將(10)式代

15、入(6)式，可得在三次諧波諧振頻率處諧振電路阻抗為：3333322313IVCLZdc(11)必須在L3引起的壓降和流入C3的引導(dǎo)電流的折中和權(quán)衡下選取最優(yōu)的C3和L3值，即選擇合適的三次諧波諧振電路品質(zhì)因數(shù)Q3。如果Q3取得過(guò)小，導(dǎo)致逆變器的輸出功率因數(shù)減少。相反，如果Q3取得過(guò)小，就會(huì)在基波頻率處引起不可忽視的壓降。串聯(lián)諧振負(fù)載電路的諧振頻率為2.1MHz，額定諧振電流有效值為7.2A，逆變器直流母線電壓Vdc為310V，選用的MOSFET器件為IXFT20N60Q。在每個(gè)MOSFET漏源極間并聯(lián)了一個(gè)容量CS=470pF的無(wú)損吸收電容，則儲(chǔ)存于MOSFET輸出電容和吸收電容中的電荷為：C

16、VCCQodcSssC15.0)((12)換向時(shí)間應(yīng)大于所用MOSFET器件上升和下降時(shí)間，如果換向時(shí)間太短將導(dǎo)致開(kāi)關(guān)損耗增加，因?yàn)樨?fù)載諧振電流在換向期間也流過(guò)MOSFET。因此，換向時(shí)間設(shè)置為等于試驗(yàn)所用MOSFET器件的下降時(shí)間，即nstf40。由式(10)可得，三次諧波諧振電流有效幅值等于3.7A。則三次諧波諧振電路諧振電感L3和電容C3設(shè)計(jì)為Z3=25。在(10)式中假設(shè)2，則逆變器輸出功率因數(shù)97.0cos。考慮匹配變壓器匝比后三次諧波諧振電路和負(fù)載諧振電路的等效電路如圖6所示。負(fù)載諧振電路等效電感LLLnL2，等效電容2CnCLL，n為匹配變壓器匝比。由于勵(lì)磁電流在高達(dá)2MHz的工

17、作頻率下太小了，因而可以忽略圖6中匹配變壓器的勵(lì)磁電感。匹配變壓器的漏感低于等效電感LL也可忽略。3L3CcLLLC12.H170pF240pF80H70pF圖6三次諧波諧振電路等效電路Fig.6Equivalentcircuitofthethird-orderresonantcircuit逆變器橋臂和匹配變壓器之間存在線電感l(wèi)=0.3μH，匹配變壓器初級(jí)繞組存在寄生電容c=240pF?？紤]線電感和寄生電容后，三次諧波諧振電感應(yīng)為L(zhǎng)3=2.1μH，三次諧波諧振電容應(yīng)為C3=170pF，則其三次諧波諧振頻率為5.1MHz，三次諧波諧振電路阻抗為：26659131333CL(13)由此可得，流入三

18、次諧波諧振電容的引導(dǎo)電流為：2212656.0101701022310A(14)該值小于負(fù)載諧振電流的十分之一。由于三次諧波諧振電感L3只有負(fù)載諧振等效電感的2%，因而由L3引起的電壓降可以忽略。 3仿真和試驗(yàn)分析 （1）接入三次諧波諧振電路對(duì)系統(tǒng)電路的影響 全橋三次諧波諧振電路逆變器主電路仿真原理圖如圖7所示，圖中已將串聯(lián)諧振負(fù)載電路等效至匹配變壓器初級(jí)，三次諧波諧振電路由L6和C6組成，連接于橋臂輸出和匹配變壓器之間。仿真時(shí)用310V直流電源代替220V交流整流濾波后的直流電壓。柵極驅(qū)動(dòng)信號(hào)與MOSFET之間的寄生電感分別用L1、L2、L3和

19、L4代替，柵源極間寄生電容和ESR分別用C9、R9和C10、R10以及C11、R11和C12、R12代替，旁路電容和母線直流電感都加入有效串聯(lián)電阻，使仿真參數(shù)更接近實(shí)驗(yàn)中的真實(shí)參數(shù)，提高仿真真實(shí)度。兩路觸發(fā)脈沖頻率f=2MHz，脈寬PW=200ns，相位相差180的PWM控制信號(hào)分別驅(qū)動(dòng)MOSFET開(kāi)關(guān)管Q1-Q4。其仿真波形圖如下所示，其中，圖8(a)為未接入三次諧波諧振電路橋臂輸出電壓和電流波形圖；圖8(b)為接入三次諧波諧振電路橋臂輸出電壓和電流波形圖。由圖8(a)可知，未接入三次諧波諧振電路時(shí)，橋臂開(kāi)關(guān)管的Vds上升或下降時(shí)間大約是44ns，且在換向開(kāi)始時(shí)最大輸出電流約為Io=4A；由

20、圖8(b)可知，接入三次諧波諧振電路時(shí)，橋臂開(kāi)關(guān)管的Vds上升或下降時(shí)間大約是24ns，且在換向開(kāi)始時(shí)最大輸出電流約為Io=7.1A，其輸出電流滯后輸出電壓34ns，則輸出功率因數(shù)為0.9；通過(guò)比較分析可知，接入三次諧波諧振電路后，提高了換向期間橋臂的輸出電流Io，從而能夠?qū)虮坶_(kāi)關(guān)管的輸出電容Coss進(jìn)行快速地充電或放電，使橋臂開(kāi)關(guān)管的Vds上升或下降時(shí)間縮短至未接入三次諧波諧振電路時(shí)的一半，改善開(kāi)關(guān)管的工作環(huán)境，使其適用于更高的工作頻率場(chǎng)合。 （2）死區(qū)對(duì)系統(tǒng)電路的影響 在圖7所示的全橋三次諧波諧振逆變器主電路仿真原理圖中，設(shè)置驅(qū)動(dòng)信號(hào)脈寬PW=210ns，

21、即死區(qū)時(shí)間設(shè)為40ns，仿真得到Q1柵源和漏源極間電壓波形及其開(kāi)關(guān)損耗波形如圖9(b)所示。再將驅(qū)動(dòng)信號(hào)脈寬設(shè)置為PW=185ns，即死區(qū)時(shí)間設(shè)為65ns，仿真得到Q1柵源和漏源極間電壓波形及其開(kāi)關(guān)損耗波形如圖9(c)所示。比較分析圖9(a)、圖9(b)和圖9(c)可知，死區(qū)時(shí)間為40ns與死區(qū)時(shí)間為50ns的波形相比，前者的開(kāi)關(guān)瞬時(shí)損耗較大，容易造成開(kāi)關(guān)管損壞，但其開(kāi)通損耗有所減少；而死區(qū)時(shí)間為65ns與死區(qū)時(shí)間為50ns的波形相比，兩者的開(kāi)關(guān)損耗幾乎不變；但如果死區(qū)時(shí)間過(guò)大，則會(huì)導(dǎo)致開(kāi)關(guān)管漏源極間電壓波形畸變，增加開(kāi)關(guān)損耗，如圖9(d)所示，其死區(qū)時(shí)間為100ns。由此可知，設(shè)置合適的死區(qū)

22、時(shí)間對(duì)降低開(kāi)關(guān)管的開(kāi)關(guān)損耗和確保其工作在安全區(qū)很有必要。 （3）三次諧波諧振電路品質(zhì)因數(shù)對(duì)電路的影響 在圖7所示的全橋三次諧波諧振逆變器主電路仿真原理圖中，改變?nèi)沃C波諧振電路的參數(shù)值，即改變其品質(zhì)因數(shù)Q3，不同參數(shù)下的仿真波形分別如圖10(a)、(b)和圖11所示。比較分析圖10(a)、(b)可知，Q3過(guò)大(圖10(b))，引起負(fù)載電壓降低，與(a)比較負(fù)載電壓大約下降23V。Q3過(guò)小(圖11)，提升了全橋三次諧波諧振逆變器輸出功率因數(shù)，其功率因數(shù)約為0.93；但是與圖9(a)比較可知，其開(kāi)關(guān)管的開(kāi)關(guān)損耗增加。綜合以上三方面的仿真結(jié)果分析，我們可以知道設(shè)計(jì)的三

23、次諧波諧振電路最終參數(shù)為：三次諧波諧振電感L3=3.1μH，三次諧波諧振電容C3=410pF，負(fù)載諧振電感L=0.9μH，負(fù)載諧振電容C=7000pF。 4結(jié)論 本文在橋式射頻電源基本拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)的基礎(chǔ)上，接入三次諧波諧振電路以提高逆變器工作頻率，從理論和仿真實(shí)驗(yàn)上討論了三次諧波諧振電路的設(shè)計(jì)策略和實(shí)用性。三次諧波諧振電路用于橋式逆變器中的主要優(yōu)點(diǎn)如下：（1）仿真實(shí)驗(yàn)結(jié)果表明，開(kāi)關(guān)管的漏源電壓Vds上升或下降時(shí)間大約是24ns，且無(wú)電壓浪涌和電流尖峰；（2）接入三次諧波諧振電路只會(huì)導(dǎo)致橋臂輸出電流的均方根值略有增加，約增加0.43A，但不會(huì)增加流過(guò)MOSFET的電流

24、峰值；（3）在高達(dá)2MHz射頻電源仿真實(shí)驗(yàn)中，接入三次諧波諧振電路使得MOSFET開(kāi)關(guān)損耗有所下降，約減少30%的開(kāi)關(guān)損耗。 參考文獻(xiàn)： [1]秦威,李勇滔,李超波,等.全固態(tài)高效率射頻電源[J].半導(dǎo)體技術(shù),2011,36(4):287-290. [5]杜榮權(quán),陳樂(lè)柱,穆瑜.基于數(shù)字控制的MHz頻率單脈沖電源設(shè)計(jì)[J].電源學(xué)報(bào),2014,12(2):101-105. [6]李敏遠(yuǎn),姜海鵬,都延麗,等.串聯(lián)諧振逆變器最佳死區(qū)的選擇[J].電力電子技術(shù),2003,37(4):22-24. [7]袁浩.軸快流CO2激光器2MHz射頻電源的設(shè)計(jì)與仿真[D].武漢:華中科技大學(xué),2011.