正弦波信號發(fā)生器制作.ppt

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正弦信號產(chǎn)生電路原理,正弦波發(fā)生電路能產(chǎn)生正弦波輸出，它是在放大電路的基礎上加上正反饋而形成的，它是各類波形發(fā)生器和信號源的核心電路。正弦波發(fā)生電路也稱為正弦波振蕩電路或正弦波振蕩器。,正弦波振蕩電路的振蕩條件,RC正弦波振蕩電路,LC正弦波振蕩電路,石英晶體振蕩電路,正弦波振蕩電路的振蕩條件,正弦波振蕩電路就是一個沒有輸入信號的帶選頻網(wǎng)絡的正反饋放大電路。,,,→,→,振蕩條件,,幅度平衡條件,相位平衡條件,n=0,1,2．．．,→,動畫,振蕩電路的振蕩頻率f0,振蕩頻率f0由相位平衡條件決定。,選頻網(wǎng)絡可設在中或中。,選頻網(wǎng)絡由RC元件或LC元件組成。,正弦波振蕩電路只在一個頻率下(f0)滿足相位平衡條件。,RC正弦波振蕩電路,電路原理,(1)電路的構成,RC串并聯(lián)網(wǎng)絡是正反饋網(wǎng)絡，Rf和R1為負反饋網(wǎng)絡。,RC串并聯(lián)網(wǎng)絡與Rf、R1負反饋支路正好構成一個橋路，稱為橋式。,（2）RC串并聯(lián)選頻網(wǎng)絡的選頻特性,反饋系數(shù),ω=ω0=1/RC,或f=f0=1/2πRC,FVmax=1/3,RC串并聯(lián)網(wǎng)絡的頻率特性曲線,當f=f0時的反饋系數(shù)與頻率f0無關。此時的相角?f=0?。即改變頻率不會影響反饋系數(shù)和相角，在調(diào)節(jié)諧振頻率的過程中，不會停振，也不會使輸出幅度改變。,當C1=C2、R1=R2時:,(3)振蕩的建立與穩(wěn)定,為滿足振蕩的幅度條件??=1，所以Af≥3。加入Rf、R1支路，構成串聯(lián)電壓負反饋。,當電路達到穩(wěn)定平衡狀態(tài)時：,(4)電路的穩(wěn)幅過程,振蕩電路的穩(wěn)幅作用是靠熱敏電阻R1實現(xiàn)的。R1是正溫度系數(shù)熱敏電阻，當輸出電壓升高，R1上所加的電壓升高，即溫度升高，R1的阻值增加，負反饋增強，輸出幅度下降。反之輸出幅度增加。若熱敏電阻是負溫度系數(shù)，應放置在Rf的位置。,例1：,⑴.試分析D1、D2自動穩(wěn)幅原理；⑵.估算輸出電壓V0m；(VD=0.6V)⑶.試畫出若R2短路時，輸出電壓V0的波形；⑷.試畫出若R2開路時，輸出電壓V0的波形；,解：,⑴.穩(wěn)幅原理,當v0幅值很小時，D1、D2接近開路，R’3=2.7K。,當v0幅值較大時，D1或D2導通，R’3減小，AV下降。,V0幅值趨與穩(wěn)定。,⑵.估算輸出電壓V0m(VD=0.6V),⑶.若R2短路時,(4).若R2開路時，輸出電壓V0的波形,AV<3，電路停振，輸出電壓V0的波形為,,,運算放大器的基本應用（I）─正弦波發(fā)生器制作,集成運放的外引線排列,LM324,uA741引腳及符號,圖12－5,,正弦波發(fā)生器電路圖,圖3.2.1RC橋式正弦波振蕩器,方波輸出,正弦波輸出,正弦波輸入,運算放大器的基本應用（II）─信號放大、轉(zhuǎn)換制作,,正弦波發(fā)生器調(diào)試1、按圖焊接好電路。用萬用表仔細檢查電路安裝的正確性。2、接通5V電源，調(diào)節(jié)電位器RW，用示波器觀察到一個不失真的正弦波；用交流毫伏表測量正弦波大小。3、用示波器或頻率計測量振蕩頻率fO，并與理論值進行比較。4、若要得到一個輸出幅值可調(diào)的正弦波信號，如何解決？在輸出正弦波信號加入直流偏移量，如何解決？5、注意：集成運算放大器電源端要加入濾波電容。,,正弦波發(fā)生器所用元件1、14腳IC座；集成運算放大器LM324。2、10k電位器。3、電阻若干。4、二極管1N4148.5、電容若干。,電壓比較器及弛張振蕩器,1電壓比較器一、電壓比較器的基本特性電壓比較器的功能是比較兩個輸入電壓的大小，據(jù)此決定輸出是高電平還是低電平。高電平相當于數(shù)字電路中的邏輯“1”，低電平相當于邏輯“0”。比較器輸出只有兩個狀態(tài)，不論是“1”或是“0”，比較器都工作在非線性狀態(tài)。所以，“虛短路”概念不能隨便應用。,圖給出了電壓比較器的符號及傳輸特性。其反相輸入端加信號ui，同相輸入端加參考電壓(ur)。比較器一般是開環(huán)工作，其增益很大。所以，當ui＜ur時，輸出為“高”；反之，當ui＞ur時，輸出為“低”。而當ui接近ur時，輸出電平發(fā)生轉(zhuǎn)換，此刻同相端和反相端可看成“虛短路”。其它時刻U+與U-可能差得很遠(即U+≠U-)。電壓比較器的輸入為模擬量，輸出為數(shù)字量(0或1)，可作為模擬和數(shù)字電路的接口電路，也可作為一位模–數(shù)轉(zhuǎn)換器，在實際中有著廣泛應用。,電壓比較器的符號及傳輸特性,1.高電平(UoH)和低電平(UoL)電壓比較器可以用運放構成，也可用專用芯片構成。用運放構成的比較器，其高電平UoH可接近于正電源電壓(UCC)，低電平UoL可接近于負電源電壓(-UEE)。在有些應用場合，對輸出加以限幅，如圖所示。其中圖7–49(a)電路的高低電平等于(UVZ+UVD)，圖7–49(b)電路的高低電平等于(UVZ+UVD)。,2.鑒別靈敏度事實上，集成運放和專用比較器芯片的Aud不為無窮大，ui在ur附近的一個很小范圍內(nèi)存在著一個比較器的不靈敏區(qū)。如圖7–48(b)中虛線所示的輸入電壓變化范圍，在該范圍內(nèi)輸出狀態(tài)既非UoH，也非UoL，故無法實現(xiàn)對輸入電平大小進行判別。Aud越大，則這個不靈敏區(qū)就越小，工程上稱比較器的鑒別靈敏度越高。,圖7–49輸出限幅電路(a)UoH=UVZ1+UVD2,UoL=-(UVD1+UVZ2);(b)UoH=UVD1+UVZ+UVD2,UoL=-(UVD4+UVZ+UVD3),3.轉(zhuǎn)換速度作為比較器的另一個重要特性就是轉(zhuǎn)換速度，即比較器的輸出狀態(tài)產(chǎn)生轉(zhuǎn)換所需要的時間。通常要求轉(zhuǎn)換時間盡可能短，以便實現(xiàn)高速比較。比較器的轉(zhuǎn)換速度與器件壓擺率SR有關，SR越大，輸出狀態(tài)轉(zhuǎn)換所需的時間就越短，比較器的轉(zhuǎn)換速度越高。電壓比較器一般為開環(huán)應用或正反饋應用，不需要相位補償電容。,二、電壓比較器的開環(huán)應用––簡單比較器1.過零比較器在圖7–48(a)中，令參考電平ur=0,則輸入信號ur與零比較，ur＞0，輸出為低(UoL),而ur＜0，輸出為高，其波形如圖7--50(a)所示。這種電路可做為零電平檢測器。該電路也可用于“整形”，將不規(guī)則的輸入波形整形成規(guī)則的矩形波。,圖7–50過零比較器及脈寬調(diào)制器輸出波形(a)過零比較器整形波形；(b)脈寬調(diào)制器輸出波形,,2.脈寬調(diào)制器若參考信號ur為三角波，而輸入信號ui為緩變信號，如經(jīng)傳感器變換的溫度、壓力等信號，則隨著ui的變化，輸出矩形波的脈寬也隨之變化。所以，開環(huán)比較器還可實現(xiàn)脈寬調(diào)制，如圖7–50(b)所示。,三、遲滯比較器––雙穩(wěn)態(tài)觸發(fā)器1.簡單比較器應用中存在的問題如圖7–48(a)所示的比較器存在兩個問題：一是輸出電壓轉(zhuǎn)換時間受運放壓擺率SR的限制，導致高頻脈沖的邊緣不夠陡峭(如圖7–51(a)所示)；二是抗干擾能力差，如圖7–51(b)所示，若ui在參考電壓ur(=0)附近有噪聲或干擾，則輸出波形將產(chǎn)生錯誤的跳變，直至ui遠離ur值才穩(wěn)定下來。如果對受干擾的uo波形去計數(shù)，計數(shù)值必然會多出許多，從而造成極大的誤差。,圖7-51簡單比較器輸出波形邊緣不陡峭及受干擾的情況(a)輸出波形邊緣不陡峭(b)受干擾情況,,2.遲滯比較器電路及傳輸特性為了解決以上兩個問題，在比較器中引入正反饋，構成所謂“遲滯比較器”。這種比較器具有很強的抗干擾能力，而且，由于正反饋加速了狀態(tài)轉(zhuǎn)換，從而改善了輸出波形的邊緣。1)反向輸入的遲滯比較器反向輸入的遲滯比較器電路如圖7–52(a)所示。其中R2將uo反饋到運放的同相端與R1一起構成正反饋，其正反饋系數(shù)F正為,圖7–52遲滯比較器電路及傳輸特性(a)電路；(b)傳輸特性,圖7–52遲滯比較器電路及傳輸特性(a)電路；(b)傳輸特性,電路中R及帶溫度補償?shù)姆€(wěn)壓管(VZ1、VZ2)組成輸出限幅電路，使輸出電壓的高低電平限制在(UVZ+UVD)。下面我們來分析該電路的傳輸特性。因為信號加在運放反相端，所以ui為負時，uo必為正，且等于高電平UoH=+(UVZ1+UVD2)。此時，同相端電壓(U+)為參考電平Ur1:,(7–59),(7–60),當ui由負逐漸向正變化，且ui=Uf=Ur1時，輸出將由高電平轉(zhuǎn)換為低電平。我們稱uo從高到低所對應的ui轉(zhuǎn)換電平為上門限電壓，記為UTH?？梢?(7–61),而后，ui再增大，uo將維持在低電平。此時，比較器的參考電壓Ur將發(fā)生變化，即,(7–62),當ui由正變負的比較電平將是Ur2(負值)，故只有當ui變得比Ur2更負時，uo才又從低變高。所以，稱Ur2為下門限電壓，記為UTL。,(7–63),綜上所述，遲滯比較器的傳輸特性如圖7–52(b)所示。由于它像磁性材料的磁滯回線，所以稱之為遲滯比較器或滯回比較器。遲滯比較器的上、下門限之差稱之為回差，用ΔU表示：,(7–64),如圖7–53所示。由于使電路輸出狀態(tài)跳變的輸入電壓不發(fā)生在同一電平上，若ui上疊加有干擾信號時，只要該干擾信號的幅度不大于回差ΔU，則該干擾的存在就不會導致比較器輸出狀態(tài)的錯誤跳變。應該指出，回差ΔU的存在使比較器的鑒別靈敏度降低了。輸入電壓ui的峰峰值必須大于回差，否則，輸出電平不可能轉(zhuǎn)換。,圖7–53遲滯比較器輸出波形,2)同相輸入遲滯比較器電路如圖7–54(a)所示，信號與反饋都加到運放同相端，而反相端接地(U-=0)。只有當同相端電壓U+=U-=0時，輸出狀態(tài)才發(fā)生跳變。而同相端電壓等于正反饋電壓與ui在此端分壓的疊加。據(jù)此，可得該電路的上門限電壓和下門限電壓分別為,(7–65a),(7–65b),其傳輸特性如圖7–54(b)所示，讀者可自行分析。遲滯比較器又名施密特觸發(fā)器或雙穩(wěn)態(tài)電路，它有兩個狀態(tài)，且具有記憶功能。,圖7–54同相輸入遲滯比較器及其傳輸特性(a)電路；(b)傳輸特性,7–4–2弛張振蕩器弛張振蕩器即方波–三角波產(chǎn)生器。對于方波信號發(fā)生器，其狀態(tài)有時維持不變，而有時則發(fā)生突跳。為區(qū)別于正弦振蕩器，人們將這種有張有弛的信號發(fā)生器稱之為弛張振蕩器。弛張振蕩器必須是一個正反饋電路，它由兩部分組成：一部分是狀態(tài)記憶電路;另一部分是定時電路，即控制狀態(tài)轉(zhuǎn)換時間的電路。如圖7–55所示，一般用遲滯比較器作為狀態(tài)記憶電路，而用積分器作為定時電路。,圖7–55弛張振蕩器框圖,一、單運放弛張振蕩器單運放將狀態(tài)記憶電路和定時電路集中在一起，如圖7–56(a)所示，其中帶正反饋的運放構成遲滯比較器，RC構成積分器即定時電路。其波形如圖7–56(b)所示。,圖7–56單運放弛張振蕩器電路及波形,假定輸出為高電平(UoH=UVZ+UVD)，且電容初始電壓uC(0)=0，那么電容被充電，uC(t)以指數(shù)規(guī)律上升，并趨向UoH。此時，運放同相端電壓U+為,(7–66),該電壓為比較器的參考電平。當uC上升到該電平值時，即U-=U+，則輸出狀態(tài)要發(fā)生翻轉(zhuǎn)，即由高電平跳變到低電平UoL。我們將此時的U+記為高門限電壓UTH：,(7–67),一旦Uo變?yōu)榈碗娖?，電容開始放電，后又反充電，uC以指數(shù)規(guī)律下降，并趨向UoL。但是，因為此時的U+變?yōu)榱硪粋€參考電平(下門限電壓),當uC下降到UTL時，輸出又從低電平跳變到高電平。周而復始，運放輸出為方波，其峰峰值為,(7–68),(7–69),電容電壓uC(t)為近似的三角波，其峰峰值為,(7–70),因為電容充電和放電時常數(shù)均等于RC，所以T1=T2，占空比D=T2/T=50%。現(xiàn)在來計算振蕩頻率f0。首先計算時間T1。如圖7–56(b)所示，根據(jù)三要素法，電容電壓uC(t)為,(7–71),,(7–72),將式(7–71)代入式(7–70)，得,如果要求改變占空比，只要令電容C充電和放電時常數(shù)不同即可，如圖7–57(a)所示。只要調(diào)節(jié)電位器抽頭的位置，充放電時常數(shù)就不等。,(7–73),圖7–57占空比可調(diào)的弛張振蕩器(a)電路；(b)波形,二、雙運放構成的弛張振蕩器如圖7–58所示，運放A1構成同相輸入的遲滯比較器，A2為理想積分器。A1輸出為方波，該方波通過電阻R給電容C恒流充放電，形成三角波，反過來三角波又去控制遲滯比較器的狀態(tài)轉(zhuǎn)換，周而復始形成振蕩，其波形如圖7–59所示。,圖7–58雙運放方波–三角波振蕩器,圖7–59雙運放方波–三角波,1.uo1和uo2幅度的計1)uo1的幅度由圖可見，uo1的高電平UoH=UVZ+UVD，低電平UoL=-(UVZ+UVD)，所以其峰峰值為,(7–74),uo2為三角波。當uo1為高電平時，C充電，充電電流(α為電位器RW的分壓比)，uo2隨時間線性下降。再看A1，其反相端接地，當U+過零時，A1輸出狀態(tài)翻轉(zhuǎn)，而U+等于uo1和uo2的疊加，即,2)uo2的幅度同理，當uo2為低電平時，C反充電，充電電流，uo2隨時間線性上升，當U+再次過零時，算出,(7–75),2.頻率f0的計算我們知道，在T1時間間隔內(nèi)，電容C的電壓增量由式ΔUC=ΔQ/C計算得,(7–76),方波輸出,正弦波輸出,正弦波輸入,運算放大器的基本應用（II）─信號放大、轉(zhuǎn)換制作,