有關電動輪椅充電器資料

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1、2 4 0 W諧振式電動輪椅充電器 圖7-68是240W皆振式電動輪椅充電器，該充電器具有重量輕、充電時間短、充 電效率高與放電時間長等優(yōu)點，其主要技術參數如下： (1)輸入電壓：90~264V AC; ⑵輸入頻率：47~63Hz (3)輸出電壓：24V; (4)輸出電流：10A; (5)充電特性：包壓、恒流； (6)轉換效率：之86% (7)保護功能：過電壓、過電流、過熱、短路保護。 電路由輸入保護電路、EMI抑制電路、輸入整流濾波電路、功率因數校正電 路、直流轉換電路、輸出整流濾波電路、輸出反饋取樣電路及過電壓、過電流、 過熱保護電路組成。這些電路的工作原理及特點在前面的

2、電路中已詳細討論過。 這里不再重盜。下面就充電器電路中采用的幾種集成電路講行簡單介紹。 圖7-68 240W諧振式電動輪椅充電器電路(二) 圖7-68 240W諧振式電動輪椅充電器電路(一) 7.15.1 NCP1653的特性及功能簡介 1 . NCP1653勺特性 NCP1653是一款設計成連續(xù)導通型(CCM的功率因數校正用的升壓電路， 它可以工作在跟蹤升壓或固定輸出電壓兩種模式，工作頻率固定于 100kHZ,有 效地減少了升壓電感的體積，減小了功率 MOS的電流容量，從而降低了成本。 NCP1653t DIP-8及SO-8兩種封裝，且外圍元件數量很少，及大地簡化了 CCM 型的

3、PFC的操作，它還集成了高可靠的保護功能， 因此NCP165免一款堅固、耐 用又小巧靈活的PFCB動器。 2 .NCP1653各弓I腳輸出端及功能 (1) FB/SD反饋及關斷。該端接受反饋電流I FB ,它正比于FPC電路的輸出 電壓，這個電流大小用于調節(jié)輸出電壓、輸出過電壓保護及輸出欠電壓保護。 (2) U 一控制電壓軟啟動。該端電壓直接控制輸入阻抗，即電路的功率 countrol 7 因數，外接一個電容以限制該引出腳帶寬，典型為 20Hz以下，以便實現單位功 率因數。在II 一 =0時，器件無輸出，因此該引腳也用做軟啟動。 countrol (3) In輸入電壓控制。該端流入一

4、個由輸入電壓給出的電流 [.，它正比 vac 于輸入電壓的均方根值，電流1Vac還用于功率限制，OPL> PFC的占空比調制。 vac 2 當乘積Is，vac達到3(nA)以上時，OPL激活，并占空比減少，用降低U countrol 的方式減小輸入功率。 (4) CS輸入功率檢測。該端給出一個電流|S,它正比于電感電流|L,檢 測電流1s用于過電流保護(OPL,過功率限制及占空比調制，當| S達到200mA 以上時，OPUI3開始工作并禁止輸出。 (5) VM乘法器電壓。該端提供一個電壓 U M用于PFC的占空比調制，PFC 輸入電路的輸入阻抗正比于外接此端的電阻 rm ,器件工作

5、在平均電流型時要在 此處外接一個電容Cm ,否則電路將工作在峰值電流型模式。 M (6) GN必共端。 (7) drv驅動輸出。給出調制脈沖，驅動外接的功率 MOSFET。 (8) UCC電源電壓。它給器件提供工作電壓，工作范圍為 8.75?18V, UVLO 閾值電壓為13.75V。 3.1.3. 功能描述 NCP1653是一款設計成固定頻率、連續(xù)電流型工作的功率因數校正升壓 控制器，它可以工作在峰值電流型和平均電流型。 固定工作頻率容易解決EMI問題，并限制輻射的噪聲，減少對周邊系統 的噪聲，減少對周邊系統的污染。 CCMJ式工作減小了 di/dt ,從而降低干擾。 NCP16

6、53俞出級2&出±1.5A驅動能力，從而可驅動大功率 MOSFET適于大功率 輸出應用。 NCP1653可以做恒定電壓輸出，也可以做跟隨式電壓輸出，跟隨型可有 效的減少PFC電路電感的體積，降低對功率MOS勺要求。用這種技術，輸出電壓 不必設定在不變的電平，可根據輸入電壓和負載決定，允許較低的輸出電壓，可 降低電感及MOS勺成本。 3.1.4. NCP1653提供下述保護特色 過壓保護(OVP、欠壓保護(UVP、過功率保護(OPL、過流保護(OCP、 熱關閉(TSD。 7.15.2 L6598的功能簡介 1 .器件描述 L6598是一款用BCD兌線技術制造的集成電路，它能驅動功率M

7、OSE IGBT,在半 橋拓撲中，L6598用其全部特性(如VCO軟啟動、運放)提供需求，來執(zhí)行諧 振式SMPS勺控制特性。僅用很少的外部元器件，甚至通過元器件可以接到高壓 (直到600V),它也可以工作在低壓狀態(tài)下。 2 .器件引腳 1腳（CSS）：軟啟動定時電容。提供軟啟動特性，電容 Css軟啟動時間根 據關系式Tss = KsSMCss（tPyM KSS=0.15s/NF ）。在穩(wěn)定狀態(tài)，1腳電壓是5V, 在Tss間隙時間內，電流Iss （為If啟動的函數）給電容充電，另外，Tss設置 SS SS F SS 在Kss^Tss，它只取決于 Css的值。 SS SS / Ss ss

8、 2腳（RfataC：最大振蕩頻率設置。將一個電阻接于該腳和地之間，以設置 Tatalt 起始頻率值，并固定于 f m.n之差。（f幅代＞ T min）在該腳上的電壓固定為 U REF =2V。所以，Rfata代調整| fsta代=^^， Rfata"宜建議不小于25k?。 Rfsta1t 3腳（Cf）：振蕩器頻率設置。電容Cf與Rfata代和Rfmin 一起設置f sta代和 f 0正常工作時，該腳呈三角波。 min 4腳（Rf min）：最低振蕩頻率設置。將電阻連接在該端接地。以設置f 值。 Rfmin min 該端電壓固定為U REF=2V。所以，Rfmin設置的］fm

9、in電流等于U REf/ Rf min。為 精確設置頻率，Rf min值建議不小于25k?。 5腳（OP°u」：運算放大器的輸出端，1M增益帶寬乘積，這種運放是一種可 以滿足任何需要的無特征放大器。為完成一個反饋控制環(huán)路，該腳憑借特有的電 路可以接到Remind端子。 6腳（OPoN 1 ：運算放大器的反相輸入端。 7腳（OPON +）：運算放大器的同相輸入端。 8腳（EN1：該端強迫器件處于鎖閉狀態(tài)（與欠壓狀態(tài)相同）。高電壓有效， 典型的閾值電平是0.6V,這里有兩種方法可以重新開始運行。一是降低電源電 壓到鎖定閾值之下，然后再升高電壓到正確的供應值；二是激活 EN2輸入，EN

10、是為了大故障設計的，如短路或開路。 9腳（EN2：輸入在1.2V開始激活，當激活時，強制一個軟啟動的程序。 EN2電平普遍在EN1之上，它可以取消EN1的鎖定。 10腳（GND：接地端。 11腳（LVG :低邊驅動輸出。該端連接到半橋電路低邊功率 MOSFET柵極。 將一個電阻接在該端和功率MOS勺柵極之間，用于減少驅動峰值電流。 12腳（VS）：電源電壓端。該端連接一個電源濾波電容。內部鉗制在15.6V 電源電壓限制。 13腳(N。：空腳不接，該端內部不接，它增加高壓電路和低壓電路的距離， 增加的距離對絕緣性非常有益。 14腳(OUT：高邊驅動浮地參考端，該端必須緊密地連接到高邊

11、功率 MOS 的源極。 15腳(HVG：高邊驅動輸出，該端必須連接到半橋高邊功率 MOS勺柵極， 用入一個電阻接在該端和功率 MOS1問，可用于減少驅動峰值電流。 16腳(vboot)：提升電壓端，升壓電容必須連接在該端和 Vs之間，專利 集成電路技術取代了外部高壓二極管，這個特點是用高壓 DMO院成與低邊同步 MOSFE的驅動。 3 .內部電路 L6598的內部框圖如圖7-69所示，其簡化等效電路及波形如圖 7-70、圖7-71 所示。該半橋變換器由開關器件 VT1和VT2,諧振電感L1、磁化電感L2及諧 振電容C1、C組成。二極管VD1和VD2是VT1、VT2的寄生體二極管。開

12、關 器件VT1和VT2重復交替地開和關。開啟和關斷時間相同，各 50%占空比。 該電路有以下三個狀態(tài)： (1) L1和C1+C2之間的諧振電路工作，它給負載提供電功率。 (2) L1+L2和C1+C2之間的諧振電路工作。它不對負載提供電功率。 (3) C01+C02，L1+L2及C1+C2之間的諧振電路工作，C01、C02是V「、 VT2的寄生電容，它用于實現 MOSFET的ZVS。 (4)在VT1中，反向電流流過寄生二極管 VD1 ,VT2此時關斷。L1和C1+C2 之間的諧振電流起始值在t0處是-I2,它與L2中電流重合。L2中電流以速率 nUOUT/L2增力口(n=N1/N2

13、, N2=N3)。在t0時刻，C01放電，其上電壓變?yōu)?。?零電壓開關實現了 C2上的電壓進一步降低，C2正在放電。 t1~t2時刻，VT1導通，VT2關斷。 諧振電流流經VT1 ,與t0~t1時刻方向相反。諧振電流正弦式增長，并達 到最大值，然后減小。直到在t2時刻與L2中電流重合。諧振電流與L2中電流 之差流過變壓器，一次繞組 N1,將功率送到負載。 t2~t3時刻，VT1導通，VT2關斷。 L1中電流I1與I2中電流在t2處重合。此時沒有電流流過變壓器的二次繞 組，在此模型下，L1+L2與C1+C2諧振。 t3~t4時刻，VT1在t3時刻關斷，VT1與VT2都處在關斷狀態(tài)。

14、儲存在VT2寄生電容中的電荷借助L1+L2及C1+C2之間的諧振電流放電， 而C01反過來充電。 14r5時刻，VT1關斷，諧振電流流過 VT2的寄生二極管VD2。 在t4時刻C02放電，其值變?yōu)?,能實現ZVS導通。 15r6時刻，VT1關斷，諧振電流流過 VT2的寄生二極管VD2。 諧振電流流過VT2,并與14r5時刻相反方向。諧振電流正弦式減小并達 到最小值，然后又增加，直到在t6時刻與L2中電流重合。 諧振電流和L2中電流之差會流過變壓器一次繞組 N1 ,于是功率傳至負載。 t6?t7時刻，VT1關斷，VT2導通。 L1中電流I2與L2中電流在t6時刻重合，此時無電流

15、流過變壓器的二次繞 組，功率供給到負載。 t7~t8時刻，VT2關斷，VT1及VT2處于關斷狀態(tài)。 VT2的寄生電容Co2借助L1+L2和C1+C2之間的諧振電流充電。反過來 C01放電。這時電流又回到初始狀態(tài)，周期性地重復下去。 這種諧振電路的主要優(yōu)點是沒有開關損耗出現在 MOSFET上。因為它的寄 生二極管攜帶電流、電壓跨過MOSFET時，在MOSFET流過正向電流之前為零。 這里還有關斷損耗，但可能被 MOSFET器件上小的吸收回路電容給抹去，其不 要放電。儲在任何跨過器件的電容中的能量都會靠對應 MOSFET關斷的效能返 回到直流源中。 最重要的特性 (1)高壓電(直到60

16、0V)輸入和降低dv/dt (150V/ns)于整個溫度范圍內。 (2) 250mA (源出)/450mA (漏入)的驅動電流能力。 (3)欠壓額定。 圖7-69 L6598內部框圖 (4)精確的電壓控制振蕩器和軟啟動頻率轉移功能。 (5)集成式升壓驅動用于電容升壓。 圖7-70 簡化等效電路圖 7.15.3 NCP1027 主要特性及功能 1.NCP1027的主要特性 NCP1027是個專用芯片，用于自由運行準諧振電流模式反激離線式 變換器，它有如下主要特征及功能。 (1)電流模式控制。一次電流逐周期檢測對于防止磁芯飽和，以 及嚴重電源故障引起一次電流過電流有很重要的意義。

17、 (2)臨界模式準諧振運作。通過檢測輔助繞組電壓的零點來防止 變換器在任何輸入和輸出條件下進入電流連續(xù)模式。 (3)通過合理的延時，開關直接在電壓最小值時轉換，改善了 EMI噪聲并提高了效率。 （4）動態(tài)自供電。在運行過程中，無論輸出電壓如何變化都能保 證芯片正常工作。當電源過電壓時，NCP102將進入鎖定模式。當ucc 低于4V時，控制器完全鎖定停止工作時，動態(tài)供電同樣給芯片供電。 （5）過電壓保護。通過在輔助繞組上取樣，當檢測到過電壓時， NCP1027W進入鎖定模式。當UCC低于4V時，控制器完全鎖定停止 工作，例如用戶拔掉或重新插上插頭。外部可以調整過電壓保護值。 （6）過

18、載保護。通過連續(xù)檢測反饋回路的特征，一旦電源過載， NCP102僦進入“打嗝”工作模式；過載消失， NCP1027t新工作。 2.NCP1027的引腳及功能 1腳（DMG：磁芯復位檢測與過電壓保護。變壓器輔助繞組保證工作 在斷續(xù)模式，該腳電壓達到7.2V時，過電壓保護電路動作。 2腳（FB）:峰值電流設置引腳。該腳直接與光耦相連，通過對峰值 電流的設置來控制輸出功率，當反饋電壓低于內部跳躍點時將自動關 閉輸出脈沖。 3腳（CS）:電流取樣和跳躍模式設置點。該腳擔負一次電流取樣和 內部L、E、B比較器信號輸入功能，在該腳串入一個電阻能控制跳躍 模式的動作點。 4腳（GND： IN內部邏

19、輯地。 5腳（DRV：驅動脈沖輸出端。驅動外部功率 MOSFE管。 6腳（Vcc）： IC電源供應端。該腳需外接一個電解電容，典型值為 10吁。 7腳（N。：空腳。與HV端隔開一定距離，保證有足夠的漏電距離 8腳(HM：高壓輸入端。直接連接到直流母線高壓側，給引腳 vcc旁 路電容提供橫流充電電流。 本充電器由于采用了上述三種集成電路，使其充分發(fā)揮了各自的優(yōu) 點，從而使電路性能達到了最高的提升，開關管工作在 ZVS狀態(tài)，具 有高的轉換效率與低的電磁干擾輻射。 圖7-71工作波形 1.設計過程 轉換器方塊原理圖可以分為幾個部分，如圖 7-69所示，包括輸出整流和濾波、 變

20、壓器和諧振元件、半橋驅動器控制等。目標范圍是給出一個 200W交流適配器 的設計，下面是一些參數和要求。 (1)輸出電壓U 0=24V,最大輸出電流控制在I 0 =1.0?10A。 (2)寬范圍交流輸入電壓85?264M (3)需要高功率因數，總線電壓應該是 360?420M基于這些值，我們可以 開始設計輸出級濾波器。 (4)二次側的電流關系式(假設為近似正弦波形)。 Iopk"57 I 0=15.7A Iorms=Io2k=11.1A I crms = 12rms 一 I 0 =4.82A 2 .輸出濾波器和整流 需要使用高質量的電解電容，設置極限為 <1%輸出電壓紋波是等效

21、用聯電 阻的函數(電容結構可忽略)。 這是標準使用的兩個電容(1500NF ,有ESR=13的)，電容內部功耗在最大 輸出功率時為400W電壓紋波約在240mV 2 PcO=I COrms ESR=160mW 第二級LC濾波器的布局接入可以有效地限制輸出電壓紋波，而不需要多個 不合理的高性能電容。在本例中，低價電感就減少了高頻率電壓紋波， 使之達到 240mV因為輸出電流、電壓比率在這種應用中輸出整流級口」以呈現出更多的功 耗。對于目前的應用，選擇中心抽頭線路連接，效率顯著的改進，這樣在二次側 輸出整流器上只有一半功耗。使用這種解決方案，在二次繞組間得到兩繞組很好 的耦合，并且使電

22、流波形能很好的對稱。 對我們的設計，選才￥ SB20100c無低壓 降功率肖特基二極管，為 TO-220AB型封裝(Uf=0.85V, Rd =0.0105ohm, I I prm =100V),整流管上的功率耗散可以使用正弦模型來評估。 [n =10A,二極管 PRM U 上的峰值電流 1dp =3.14 I0 2 1dp=15.7A 1rms=11.1A。 二極管的反向由!值電壓大于 U0 2=48U 3 .變壓器設計 LCL諧振結構需要一個諧振電感（Lser）,要將它用在變壓器的一側還需要一個 諧振電容（cres），這個電感起著一個重要極點的作用，在能量傳輸或極負載條 件

23、下，它的值控制著電流峰值。 由于一次通道將被用來提供高頻交流通道（會有很大的磁密浪涌 B）, 一個高質 量諧振電感將需要用來限制磁心的功耗。 在諸多實際設計中，變壓器的雜散電感 可以有效地取代任何外部諧振電感 （或減小它的數值）。我們采用這種解決辦法， 它可以省去部件并限制磁心功耗。漏感（ ls何）參數設計起來不太容易，通常 它需要一些機械技巧，但不管怎樣，還是變壓器確定起來得快。漏感值會足夠包 定，變化范圍也是有限的。 與此相關，第一步是選擇磁心裝置的尺寸，使用截面積（ Ap）的規(guī)范。我 們可以首先接近磁心兩面積的乘積。所需要的 ap可以用方程 A1和AP2找至上 （我們用同一個

24、公式作為標準半橋正向變換器）。 Ap=Ae * Aw是窗口面積（Aw與型狀相關）與磁心截面積（Ae）的乘積。 NMB對所選的諧振元件（電感及電容）及隨頻率的相應關系已設置好。 起始 選擇最小的工作頻率，通常滿載條件下為 65kHz。 、1.58 41.7 Pin 2 2 066 Api= k7：P x（khxft+kexft） < I SW J .31 AP2 = ”〔Mpin K'Bmax" f sw ； 相對磁心損耗限制，這里 ％二4父10,； 4 =4父10‘°; f =65kHz對于現有 kh , ke SW 設計 AP1=0.46 cm4. 相對于磁飽

25、和限制。此處K=0.165;相對半橋變換器，Bmax=0.4T由變壓器 掌握的功率為pin。在現有設計中，將有 Ap2=0.17 cm4 ,所需的AP將加大到現 有數值的兩倍。為滿足電流的目標規(guī)范，我們選 AP = Am=0.431 cm4。選擇磁心 形態(tài)為 EE40 ( E40/55/12 )在高頻材 料下，ye=5.3cm3 , Aw =3.98 cm2 , Ae=135.7 cm2 , Ap = Ae 父 Aw=0.537 cm4。 5 .諧振電容 對諧振電容的選擇必須考慮其比率電流， 對于低的電容值，電流能夠被限制。在 一個聚丙烯串聯電容中，它通?？梢哉业揭粋€合適的元件。 另

26、一方面，對給定的 諧振值，阻抗隨頻率而變化。在設計中，選為 22nF/630V、PHE-10Q 6 .功率 MOSFET 功率MOSFET于半橋需要耐壓為 500V選才? STP4NB50相關參數可以用于 計算。Rin =8U2 0 n =525 Rn為一次側等效輸入阻抗。 ?、 冗 M I 0 1 X I Qpk之聯喙"325 止匕處‘I Qpk為一次側電流峰值。 由于Lm/Ls比值為變壓器一次側電流管理不可忽略的部分， 它不會被傳至負載。 因此，用此計算一次電流其結果將比測量值低得多。 7 .阻塞電容Cbu, 阻塞電容C bulk為 Cbulk P0 2二 2f U

27、 0 U 0 此處，u 0是可以接受的電壓紋波 Cbur 2P小2 此處，tHold為所需的保持時間；U°(min)為正 U° U0(min) 常工作的最小電壓。 選擇阻塞電容的關鍵點是按如下順序：承受電壓、 100Hz紋波下的電容值、 保持時間，再看一下PFC文件。選擇Cbulk =68^F /450V ,容許± 9V電壓紋波， 沒有固定任何保持時間。 8 .控制電路 輸出電壓及電流的控制與兩個使用 LM358+TL431(雙運放及基準)的環(huán)路有關。 該元件還加上光耦。允許執(zhí)行對輸出電壓和電流兩者完整的控制。 控制參數隨頻 率的變化為流行 Rfmin,自從輸出控制不能長

28、時間保證重載情況，(如輸出低于 5V)在一次側檢測出的電流(C34 R4& R49 VD13 VD14并作為信號濾波器 及饋送到L6598的EN2端。超過閾值限制，軟啟動就會重新被激活。 電路特色 (1) NCP165缸作在平均電流模式，其輸出電壓既可控制在傳統升壓模式， 又可控制在跟隨模式，控制方式靈活多樣，完全可按技術要求作選擇。用 L6598 組成的諧振式控制電路，開關管工作在ZVS狀態(tài)，具有高的轉換效率與低的電磁 干擾輻射。 (2)由NCP1653W L6598組合的電路充分發(fā)揮了各自優(yōu)點，使電路的性能 達到了最高的提升。 (3)由LM358ffl成的輸出反饋取樣與恒流控制電路

29、， 成本低、控制精度高、 調試簡單。 引言 全世界有幾千萬殘疾人士，他們因身體上存在著缺陷使他們在生活中有諸多 的不便之處。雖然普通的輪椅早已為他們的生活提供很多方便之處，但隨著科技 的迅速發(fā)展，電動輪椅以及其他更智能的輪椅也漸漸出現在生活中， 為殘疾人提 供更好更多的幫助。目前在電動車、電動輪椅中被廣泛使用的閥控式密封鉛酸蓄 電池，其實就是從電信、電力行業(yè)循環(huán)使用的浮充電池轉變而來的。 雖然在極板 配方、結構方面做了一些適應性改動，與國際市場流行的深循環(huán)電池還有很多重 大差別，失效模式的差別也很大。我們也不可避免的經歷了潛循環(huán)電池深循環(huán)電 池使用的過程，積累了潛循環(huán)電池深循環(huán)使用的經

30、驗。 其中充電模式是非常重要 的，良好的充電模式可以延長潛循環(huán)電池壽命 1倍以上。良好的充電模式再加上 高效的充電電源，可謂相得益彰。 電動輪椅充電器要求恒定電流充電，不能超過允許變化范圍。電源電壓過高， 會造成初充電電流過大，損壞電池和充電器；電源電壓過低，將造成充電不足。 所以在充電電池的端電壓低于最大端電壓的狀態(tài)下， 應以恒定電流充電；端電壓 達到最大端電壓時，自動轉入涓流充電。 電動輪椅一般都以可充電電池為動力， 對電動輪椅要求自身重量輕，充電時 問短，充電效率高與放電時間長。用L6598構成的諧振式半橋充電電路完全能滿 足對充電器的性能要求。本文就是介紹由 L6598和NCP

31、1653&成的恒壓、恒流、 高效充電器。 四、功率因數部分 不管PFC是否必要加入諧振式應用，有如下理由： (1)前級的變換為傳統的脫線式。由全波整流，電容濾波從AC線路得到未穩(wěn)的 DC總線。因此，連續(xù)的線路電壓是長時間在電容上的低電壓，整流器每個半周 期僅傳導很小部分，從主線的電流被拖出，然后是一系列的窄脈沖，其幅度為 5?10倍的平均DCfi。 (2)從這里返回的損失、更高的峰值和均方根值電流從線路上拉出。 AC線路電 壓的畸變，三相系統自然線路中的過流，使電源系統供給能量的能力很差。 這可以由測量整個諧波畸變項來得出。正常供電時，功率因數為實際功率 和視在功率之比。從主線上拖

32、動的功率更直接，傳統的輸入級電容濾波只有很低 的PF值(0.5?0.7 )以及較高的THD(>100%。國際正常標準要求用高的功率因 數來完成電源設計。 高功率因數的預調整器，在輸入整流橋和濾波電容之間插進去，會改善功 率因數到0.99,供給電流能力增加，濾波電容峰值電流及諧波畸變都會減小。 再者，PFC有預調整的高壓總線，因為 PWM：作在固定的直流總線上，這 會使諧振式工作變得容易控制。 NCP1653是一個集成控制器，專用于 PFC級，它采用平均電流控制技術， 并對中功率到高功率很適用。 掌握諧振元件的方法是采用正常電壓、電流。 最小工作頻率設在65kHz,該頻率可考慮一個好

33、的折衷辦法：既保持變壓 器的磁化設置的小尺寸，又防止高頻問題(如雜散參數開關損耗等) 。 U c n --- U in (max) 2 假設正常工作電流J=0.2 J I0 U0 n U in(max) 2 此處R0是特征值阻抗，R0= ( L^ 2 Un [ x J x M 諧振 7o可按下式計算 70= 1 2 .f 70=120 U。I0 諧振電容是 Cr ~7 X Z0 1 Cr - 110 2二 65 103 :20nF 諧振電感是 |「三乙 [三—U0— 2 295」H r . Lr 2 二 65 103 4、變壓器繞組

34、 為確定繞組，首先必須固定輸入的直流總線電壓值。由于在所討論的設計中 有PFC預調整級的需要，因此讓起始固定電壓總線范圍在 360~420M LCL諧振變 換器的諧振可以用變壓器的一次電感預定值來實現。 第二個諧振電感與期望電感值之比可以用骨架間隙來調整， 而且可以再變壓 器磁心之間加入空氣隙來調整(這句減少了磁化電感)，為此我們選擇兩層骨架 的形式，將一、二次分開。變壓器結構如下圖所示。繞組設計開始先計算所需的 最小一次圈數。對此，有 此處，U in (min) = 360V, B = 0.23T , Ae=135.7cm2o 在AP情況，先求出ApiB由下式計算 此處，pCv=P

35、t/2Ve； Pt =1.3 AP137 作為替代，在此情況下， A由AP2代替，Bmax固定為 MT D 選擇一次圈數N =60。圈數比n=U^一 Np U 0 U F n=10,占空比 D=0.5,選擇 n=12，二次 ns=10。 1）圈數比n可以足夠高，高于上式，因為有? 效應 I mag 2）二次繞組相應為ns=10+10，這是由于中心抽頭式整流。 為了限制趨膚效應，（帶來固有功耗）Utz的導線解決方案被采用。 1） 20M0.1mm導線放于一次側（0.15mmw2）。 2） 60M0.1mm導線放于二次側（0.47mm父2）。 由于一、二次繞組設定，我們需要

36、固定變壓器電感。下式可以計算并得出在 磁心參數及氣隙長度條件不變下的一次電感量。 它是磁心參數及一次圈數及氣隙 的函數。 式中：U0=4M3.14M10，為空氣的磁導率；ur為相對磁導率；|e為磁路長 度，cm Ae為磁心有效面積，cm； Lgap為氣隙長度，mm計算一次電感為mH 本文中L=0.85 mH ?？紤]漏感，在標準正向應用的變壓器中不是很精確的。 （主 2 要因機械位置）近似值可以用下面公式得出 I J3 ! Np leak bw 為 270RH。式中：|w=5.6cm； bw = 0.5cm； 1.55cm。 場效應管 場效應晶體管（Field Effect T

37、ransistor 縮寫（FET））簡稱場效應管.由多 數載流子參與導電，也稱為單極型晶體管.它屬于電壓控制型半導體器件。 （1）場效應管的特點 具有輸入電阻高（100MQ?1000瓶）、噪聲小、功耗低、動態(tài)范圍大、易于 集成、沒有二次擊穿現象、安全工作區(qū)域寬、熱穩(wěn)定性好等優(yōu)點 ，現已成為雙極 型晶體管和功率晶體管的強大競爭者。 （2）場效應管的作用 場效應管可應用于放大。由于場效應管放大器的輸入阻抗很高，因此耦合電容量 較小，不必使用電解電容器。場效應管可以用作電子開關。場效應管很高的輸入 阻抗非常適合作阻抗變換。常用于多級放大器的輸入級作阻抗變換。場效應管可 以用作可變電阻.場效應

38、管可以方便地用作恒流源。 （3）場效應管的分類 場效應管分結型、絕緣柵型（MOS網大類； 按溝道材料：結型和絕緣柵型各分 N溝道和P溝道兩種； 按導電方式：耗盡型與增強型，結型場效應管均為耗盡型，絕緣柵型場效應管既 有耗盡型的，也有增強型的。 LM358 LM35吶部包括有兩個獨立的、高增益、內部頻率補償的雙運算放大器，適 合于電源電壓范圍很寬的單電源使用， 也適用于雙電源工作模式，在推薦的工作 條件下，電源電流與電源電壓無關。它的使用范圍包括傳感放大器、 直流增益模 組,音頻放大器、工業(yè)控制、DC增益部件和其他所有可用單電源供電的使用運算 放大器的場合。 LM3581性 *

39、內部頻率補償。 * 直流電壓增益高（約100dB）。 * 單位增益頻帶寬（約1MHz）。 * 電源電壓范圍寬：單電源（3-30V）;雙電源（±1.5 一 ±15V）。 * 低功耗電流，適合于電池供電。 * 低輸入偏流。 * 低輸入失調電壓和失調電流。 * 共模輸入電壓范圍寬，包括接地。 * 差模輸入電壓范圍寬，等于電源電壓范圍。 * 輸出電壓擺幅大（0至Vcc-1.5V）。 LM358fc要參數 輸入偏置電流45 nA 輸入失調電流50 nA 輸入失調電壓2.9mV 輸入共模電壓最大值VCC~1.5 V 共模抑制比80dB 電源抑制比100dB 在畢業(yè)設計期間

40、，我學到了很多的東西和認識了自身的不足。在后期緊張中 高效率的完成了論文的初稿和修改。在論文寫作以及電路設計的過程中，感覺會 的東西太少不會的東西太多，有時覺得能完成真的很不容易，還好，最后完成了 我的我的畢業(yè)設計。 開始是在老師的指導下完成相應的任務，找相應的資料學習，研究設計。不 懂的在網上多搜索些資料多看，通過網絡、圖書館搜集相關學術論文、核心期刊、 書籍等。在設計課題過程中我查閱了大量的資料和進行理論知識的復習， 查找和 畢業(yè)設計課題有關的內容，設計系統的設計方案。不會的也會找同學來幫助，幫 助我設計和理解原理圖。接下來，開始對所搜集的資料進行整理，在老師規(guī)定的 日期內完成了初稿，

41、讓指導老師提出不足之處。然后我再加以修改。論文的格式 和要求我嚴格按照學校網站上給出的要求來做，通過不斷的修改和學習，有些原 來不會的很實用的東西很容易就學會了，比如論文目錄自動生成， protel軟件 畫圖及如何復制到word文檔中，還有老師教的復制圖之前先插入一個文本框等 等都是很實用的東西。 在整個畢業(yè)論文設計的過程中我學到了做任何事情所要有的態(tài)度和心態(tài)， 對于出 現的任何問題和偏差都不要輕視，要通過正確的途徑去解決，在做事情的過程中 要有耐心和毅力，不會可以，但是不能停止去做去思考，只要花時間，有所收獲 是必須只，要堅持下去就可以找到思路去解決問題的。 在工作中要學會與人合作 的

42、態(tài)度，認真聽取別人的意見，這樣做起事情來就可以事倍功半。 總體說來，經過此次設計，使我學會了怎樣根據要求去設計電路和調試電路 的方法。鍛煉了自己的細心和設計思路， 動手能力得到很大的提高。論文的設計 和實驗成功的展現在我們面前，對自己而言有種收獲的感覺，心里很有成功感！ 這次的設計對以后的工作學習都有很大的幫助。 致謝 在論文完成之際，我首先向關心幫助和指導我的指導老師張金美老師表示衷 心的感謝并致以崇高的敬意！ 在論文工作中，遇到了許多麻煩。比如說電路圖工作原理不明確；撰寫論文 時條理不清晰及論文格式不正確等，這些都是在張老師的親切關懷和悉心指導下 一一解決的，從中使我獲益匪淺

43、。張老師以其淵博的學識、嚴謹的治學態(tài)度、求 實的工作作風和他敏捷的思維給我留下了深刻的印象， 我將終生難忘。再一次向 她表示衷心的感謝，感謝她為學生營造的濃郁學術氛圍，以及學習、生活上的無 私幫助 ! 值此論文完成之際，謹向張老師及其他曾關心、教導過我的老師致以最 崇高的謝意 ! 在學校的學習生活即將結束，回顧兩年多來的學習經歷，面對現在的收獲， 我感到無限欣慰。為此，我向熱心幫助過我的所有老師和同學表示由衷的感謝 ! 特別感謝我的同事郭磊和張元松實習期間給予我的幫助，以及同學對我的學 習和生活所提供的大力支持和關心 ! 在我即將完成學業(yè)之際，我深深地感謝我的家人給予我的全力支持！ 最后，衷心地感謝在百忙之中評閱論文和參加答辯的各位專家、教授